背景

上一篇文章中，讲到调节栅极串联电阻优化控制信号的振铃现象（RLC串联谐振电路），但是现在大部分的预驱（后面统称pre-driver）的内部都集成了可调节的电流源，因此不再需要调节栅极电阻调节驱动电流的大小，比如TI的870X系列。

同样的，电流大小的不同影响控制信号的边沿斜率，斜率越大，MOSFET的开通速度越快，对应EMC效果越差；但是斜率越小，MOSFET的热损耗就会增加，这两者如何均衡考虑？

在调EMC的过程中，发现AM段530KHz-1.7MHZ超标（修改前：20KHz的驱动频率，栅极的驱动电流为8mA），从波形的频点来看，超标的频率均是20KHz的整数倍。为了优化EMC效率，调节了驱动电流的大小，分为两个挡位：１. １ｍＡ　２. ４ｍＡ，通过下图可知，１ｍＡ的时候，EMC效果是最好的，４ｍＡ的时候低频部分余量稍小。但是具体取哪个值呢？需要计算MOSFET的热，看一下能否通过最大的需求电流。

前言

　　想必平时大家计算MOSFET功率损耗的时候，只是用简单的公式：P=Id*Id*Rds(on) 计算，这只是MSOFET损耗的一部分，下面将通过精准的计算得到Total功率损耗。

提示：以下是本篇文章正文内容，下面案例仅供参考

一、MOSFET的功耗（Power losses）包含几部分？

MSOFET的功耗（Pl）主要分为驱动损耗（Pdr）开关损耗（Psw）和导通损耗（Pc），开关损耗又可以分为开通损耗、关闭损耗和二极管的反向恢复损耗。

二、功耗计算

1.MOSFET的开通过程详解（以安森美的NVMFD5C66NL）

Driver circuit changes its state from 0V to UDr, the gate voltage rises to the threshold voltage (UGS(th)), with the time-constant defined by the gate resistor and the equivalent MOSFET input capacitance
(Ciss=CGD+CGS). Until the gate voltage reaches the UGS(th), the output does not change. 注释：pre-driver内部的图腾柱结构的上管MOSFET打开，输出电压从0变为UDr；时间常数由Rg和Ciss（输入电容）的乘积决定（对于pre-driver内部横流源的这种，充电时间计算方法见下面的具体方法）。在栅极电压达到UGS（th）之前，输出不会改变（iD=0A，UDS=UDD）。
After the UGS(th) has been reached, the drain current rises and takes over the load current. During the current rise-time, the free-wheeling diode is still conducting and the drain-source voltage is UDD. 注释：当栅极电压达到UGS(th)之后，iD开始上升，在电流上升时间内，续流二极管仍然导通，漏源VDS电压为UDD。
In order for the diode to switch off, all the minority carriers stored in it have to be removed (see fig.6D). This reverse-recovery current has to be absorbed by the MOSFET, causing additional power losses. The worst-case values of the reverse-recovery charge (Qrr) and duration (trr), which will be used in the power loss calculation, can again be read from the MOSFET datasheet. 注释：为了使二极管关闭，必须除去存储在其中的所有少数载流子（见图6D）。这种反向恢复电流必须被MOSFET吸收，造成额外的功率损耗。反向恢复电荷（Qrr）和持续时间（trr）的最坏情况值将用于功率损耗计算，可再次从MOSFET数据表中读取.
After the diode has been switched off, the drain-source voltage is falling from uDS=UDD to its on-state value uDS=RDSon·Ion. The Miller effect takes place and the gate-source voltage is clamped at the uGS=U(plateau) (see fig. 9). The slope of the drain-source voltage is dictated through the gate current flowing through the gate-drain capacitance (CGD=Crss). In order to calculate the voltage fall-time (tfu) with a reasonable accuracy, the non-linearity of the gate-drain capacitance has to be taken into account. The typical dependence of the gate-drain capacitance on the drain-source voltage is shown in the fig. 10. Such non-linearity can not be easily incorporated into the engineering calculations. That is why a two-point approximation is used. It is supposed that if the drain-source voltage is in the range uDS∈[UDD/2,UDD], then the gate-drain capacitance takes value of CGD1= CGD(UDD). On the other hand, if the drain-source voltage is in the range uDS∈[0V,UDD/2], then the gate-drain capacitance takes value of CGD2= CGD(RDSon·Ion). The way to determine those capacitances is shown in fig. 10. The drain-source voltage during the fall time, the two-point approximation being taken into account, is shown in fig. B with the dotted line. Since this approximation is used only to determine the voltage fall time (as well as the rise time during switch off) and the drain-source voltage is assumed to have the linear form (solid line in fig. B), it becomes clear that this analysis presents the worstcase for the switching losses calculation. 备注：二极管关闭后，漏源极电压从UDS=UDD下降到其on状态值UDS=RDS(on)·Ion。米勒效应发生，栅源电压被钳制在UGS=U(plateau)（可查datasheet）。漏源极电压的斜率由栅极电流和栅漏电容（CGD=Crss）决定。为了计算电压下降时间（tfu）在合理的精度下，必须考虑栅漏电容的非线性。给出了栅漏电容与漏源极电压的典型关系在图10中。这种非线性很难纳入工程计算中。这就是为什么使用两点近似法。假设漏源极电压在范围uDS∈[UDD/2，UDD]，则栅漏电容取CGD1=CGD（UDD）。另一方面，如果漏源极电压在UDS范围内∈[0V，UDD/2]，栅极-漏极电容取CGD2=CGD（RDSon·Ion）。确定这些电容的方法如图10所示。下降时间内的漏源极电压，考虑两点近似，在图B中用虚线表示。因为此近似值仅用于确定UDS电压下降时间（以及关断期间UDS的上升时间）。假设漏源极电压可用线性形式（图B中的实线），很明显，该分析呈现了最坏的情况用于开关损耗计算

2.MOSFET loss计算详解

Conduction loss(Pc)

MSOFET的导通损耗计算过程如下，MOSFET的RDS(on)_175=7.4mΩ*2=14.8mΩ；PCM=0.37W

Switching loss
- turn on loss
- Cgs=Ciss-Crss；而Crss=CGD，所以在Tr阶段，Cgs=997pF-20pF=977pF;
- CGD电容的容值可以从下图中读出，
- turn off loss
- reverse-recovery diode
Driving loss

驱动损耗能量非常小，可以忽略不计~

通过以上的计算，可以看出当Idriver=4mA时，MSOFET的热小于175℃，是满足结温要求的。通过余量估算，1mA是不能计算通过的，大家感兴趣的，可以按着如上的方法计算一下1mA。

总结

这里对文章进行总结：
以上就是今天要讲的内容，本文仅仅简单介绍了MOSFEF的功率计算，其中使用了大量的公式，如有不是很清楚的地方，大家可以留言，我会一一回复，另外，如有觉得不对的地方，欢迎大家指正~

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超级详细的MOSFET功耗计算-MOSFET Power Losses

目录

背景

前言

一、MOSFET的功耗（Power losses）包含几部分？

二、功耗计算

1.MOSFET的开通过程详解（以安森美的NVMFD5C66NL）

2.MOSFET loss计算详解

总结

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