1AE4混合电路耳放

设计目标：

1）20W以内的总功耗（包括灯丝部分）；

2）最大输入1.2Vrms信号；

3）输出至少50毫瓦的功率；

4）至少5倍以上的阻尼系数。

1AE4是较后期的直热管，主要是给收音机用的直热电压放大管。1AE4其实是1L4的增强版本，这两个管脚分布一模一样，甚至某些网站都直接给出了可以直接替代的结论，实际上，这两根管子还是有很大的不同。从结构上讲，1AE4有两根灯丝，比1L4多一根，显然1AE4的结构比1L4更为复杂，这两根灯丝并联，且每根灯丝都有单独的栅极将灯丝包裹在内，因为是两根灯丝并联，1AE4的灯丝电流比1L4大一倍，因而阴极的发射能力也比1L4强。再看两根管子的参数对比，同样是0栅压的时候，1.5mA/V的跨导比1L4约1mA/V大50%，而内阻则从1L4的约20K降低到了14K左右。但跨导提高的代价就是相同屏极电压下，栅负压可选择的范围变小。但不管怎样，对音频线路而言，内阻肯定是越低越好。

1AE4本身是五级管，我们用三接方式（帘栅极+屏极），而三接的曲线和选择的负载线如下：

工作点的屏压是100V，栅负压是-2V，屏压比手册上的90V超了大约10V，因为工作点的栅负压较深，电流不大，而且1AE4的屏极本身就是一个大的屏蔽笼，把帘栅极、栅极、灯丝全部包裹在内，因此，10V的屏压提升，我个人认为即没有超屏耗，也没有超阴极的发射能力。

由于考虑只使用1AE4和BJT做单管复合线路，经典的结构就是1AE4阴极输出的电流接入NPN管的基极，与NPN管结成达林顿结构，由NPN管做电流放大。但代价就是1.8mA的电子管屏流，势必会让BJT放大到至少200mA的电流，而且其中绝大部分都是偏置电流（DC）。这样对输出变压器来讲，是非常不利的。如果想通过阴极恒流源来控制，给BJT留下合适的偏置电流，阴极的负压-2V又太浅，恒流源势必将要使用到负电源，增加了电路的复杂度。在充分考虑线路复杂度和成本的情况下，最终还是决定用PNP的管子，并在屏极使用恒流源来实现整个复合电路，最终电路图如下：

在1AE4的屏极，恒流源提供的电流加上BJT偏置电流才是电子管的实际工作电流，因为BJT的参数差异，偏置电流大小有别，恒流源提供电流的范围大约是1.7~1.8毫安，可以在调试的时候通过电位器调整，让阴极的偏压达到-2V即可。

而BJT的偏置电流则由两个因素决定：1）BJT的放大倍数；2）R1和变压器的铜阻。由于BJT的发射极电压是102.6V，那么流经BJT e和c之间的电流大小就是固定的：

I =（150 – 102.6）/ （R1+200Ω）

其中200欧是变压器初级的铜阻。要确定流经BJT的偏置电流大小，则需要先确定变压器上交流峰峰值的大小。我们可以通过下面这个办法来求：首先，将曲线上的负载加大（比如1MΩ的负载）。

这个时候，可以看到负载线的Vout pp 显示的值是85.57V。这个值也是BJT发射极上的交流电压。然后再计算变压器的次级阻抗，（17.6*17.6）* 8 = 2478Ω。然后再用Vout pp /（次级阻抗+铜阻）：85.57 / （2478+200）得到Ipp = 0.032A，Ip 则等于 0.016A。我们提供的偏置电流必须大于16mA。但这个电流还要考虑保留足够的余量（温漂对BJT放大倍数的影响），我将这个电流扩大50%，得到最终的电流大小约为24mA。再带入之前的公式：

0.024 = 47.4 / （R1 + 200），得到R1约为1775Ω，最终取1.8K。

而MJE15035的hFE 则可以通过手册查到，在23mA 的位置上，25°的时候，放大倍数约为250倍，而在150°的时候，放大倍数约为400倍。放大倍数扩大了约1.6倍，当然，我们不可能让BJT在150°下工作，散热必须将温度控制在60°以下。

通过曲线查到放大倍数，再带入计算可以得到BJT偏置电流的大小：

24mA / 250 = 0.096mA

CCS的大小标准值是1.704mA，调试的时候，可以先单独将CCS的电流调整至这个值，安装完整的电路后再调整CCS电流，让阴极电压达到2V为准。

C5的作用是旁路电阻，因为这个电阻和电容处于信号放大通路，而负载与RC回路串联，负载也会呈现容性负载的特点，即对低频高阻抗而高频低阻抗，因此，必须通过加大足够的电容量来得到尽可能宽的频响。设定-3db频率为0.5HZ，带入公式：

C5 = 1/6.28*1800*0.5=0.0001769F，选220uF容量。

电路中，选择PNP型BJT，型号是MJE15035G，是为音频应用开发的管子。耐压350V，由于1AE4的工作点是100V，加上阴极2V的偏压，以及BJT的Vbe约0.6V，MJE15035的实际工作点电压是102.6V。

MJE15035的SOA图显示，大概在100V左右的工作电流最大允许的范围是200mA左右，而24mA的工作电流在DC区以内，没有超出安全区的风险。

在这个设计中，将电子管隐藏在BJT之后的目的是为了达到更高的阻尼系数，因为是电压管，内阻特别高，在我们选择的工作点，内阻大概是17.7K，因为通过设计，变压器不会直接看到电子管，而是透过BJT，因此，变压器看到的电子管等效内阻则是

Ri / hFE = 17.7K / 250 = 0.0708K，约71欧。

当使用8Ω喇叭时，实际的变压器次级阻抗是2.478k，初级铜阻是200欧，阻尼系数比：2478/（71+200）= 9.1；

如果换32Ω的耳机，则阻尼系数会升至32.4倍。已经达到了设计要求。

这个系统中，成为瓶颈的就是输出变压器的初级铜阻。这个铜阻越小越好，尽可能的降低铜阻，可以有效的提升阻尼系数。

自己对成品的效果还是很满意的。用同一个音源（一个随身耳放），可以听出明显的差别，电子管的谐波失真完全保留了下来。音色听起来更悦耳，特别是琴和人声。

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